一些經(jīng)典的運算放大器電路中運用了負反饋，因此通常就可以使運算放大器工作在線性區(qū)域內(nèi)。

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但是，也可以將運算放大器用作比較器，從而使其以非線性方式工作。由于其輸入受到硬驅(qū)動，因此其輸出電壓會對電源軌產(chǎn)生猛烈的沖擊。如下文所示，這可能并不總是一種好的設計方法。

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變?yōu)榉蔷€性
在線性應用中，可以對運算放大器做如下理想假設：無限增益和帶寬、零輸出阻抗、無限輸入阻抗，以及輸入之間為零伏。也可以將運算放大器以非線性方式使用，但有一些地方要特別注意和處理。

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一種常見的配置是僅使用開環(huán)運算放大器（無反饋），從而讓其高增益產(chǎn)生比較器工作。沒有負反饋，兩個輸入就不一定保持相同的電壓，因此上述第四點理想運算放大器假設也就無效。

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圖1顯示了開環(huán)配置的運算放大器。當VIN大于零時，輸出電壓變高，并被限制在正電源電壓附近。當輸入電壓變?yōu)樨撝禃r，運算放大器輸出將擺動為負值，并再次被限制在負電源電壓附近。這里假設運算放大器是由常規(guī)的正負電源電壓供電。

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圖1：將運算放大器用作零閾值電壓比較器。

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上述比較器電路在零伏附近工作。圖2在該電路中增加了一個電阻分壓器，對反相輸入端的電壓進行設置，從而提供了一種控制比較器參考電壓VREF的方法。

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圖2：帶有電阻分壓器的運放比較器，可對閾值電壓進行設置。

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圖3顯示了另一種常見的設計技術，即向比較器添加遲滯。在這種情況下，輸入電壓對運算放大器的反相輸入進行驅(qū)動，VREF則連接至同相輸入。R1-R2電阻分壓器從輸出VOUT產(chǎn)生VREF。當VIN降至VREF以下時，輸出電壓變高，從而導致VREF變成更高的電壓。

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圖3：運放比較器電路通過正反饋來增加遲滯。

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類似地，當VIN轉(zhuǎn)換為高于VREF時，VOUT變?yōu)樽畲筘撦敵鲭妷海瑥亩鴮REF拉低。這種遲滯效應在輸入信號上存在有任何噪聲時，就可以防止其在過VREF轉(zhuǎn)換時造成比較器工作反向。

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圖4中的多諧振蕩器電路使用圖3中的R1-R2遲滯電路以及RC定時電路來產(chǎn)生方波輸出。實際上，它不是比較器電路。取而代之的是，它將運算放大器用作比較器來創(chuàng)建所需的輸出波形。假設VOUT一開始為高電壓，那么它就會通過R3為C充電。電容器電壓就會增加，同時這個過程與時間常數(shù)R3-C保持一致。

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圖4：多諧振蕩器電路添加RC定時電路以產(chǎn)生方波輸出。

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當電容器電壓變得大于VREF時，輸出電壓將擺動至負電源電壓。這將導致電容器電壓被驅(qū)動為負，這個過程同樣與時間常數(shù)R3-C保持一致。R1-R2分壓器將在同相輸入上提供一定的遲滯，從而使運放實現(xiàn)平穩(wěn)過渡。欲知有關元件值如何確定多諧振蕩器頻率的詳細信息，請參見參考文獻4。

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但是有一些問題
網(wǎng)上有很多關于這類非線性運放電路的文章。但是，當我查看一些IC供應商的網(wǎng)站時，我注意到他們強烈警告不要將運算放大器用作比較器[參考文獻1和參考文獻2]。其主要問題包括：

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一些運算放大器的輸入上有鉗位二極管，因此會限制兩個輸入之間的最大電壓。這可以通過精心設計或選擇其他運算放大器來解決。

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比較器應用會將運算放大器驅(qū)動到飽和狀態(tài)。從飽和狀態(tài)恢復過來可能很慢，而且通常沒有指定。

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大多數(shù)運算放大器的輸出電壓擺幅可能接近正負電源電壓。這可能有所指定也可能沒有，而且可能無法實現(xiàn)很好的控制。

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與為該特定應用設計的“真實比較器”相比，運算放大器的開關時間趨于較慢。

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運算放大器的輸出通常不設置為對數(shù)字邏輯進行驅(qū)動，因此可能需要使用其他電路來對其進行調(diào)整。

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想要將運放用作比較器的主要原因可能是，有時使用一個多運放器件，正好剩余了其中一個放大器。畢竟，它就在那里，可以免費使用。如果您決定采用這種方法，則需要對數(shù)據(jù)手冊進行仔細研究，并評估實際電路性能是否井然有序。然后就是要確保運放電路具有相當大的內(nèi)置裕量。

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上述非線性運放工作的考慮因素，也可能有助于我們理解線性應用中可能出現(xiàn)的一些問題。是否有可能運放的輸出被驅(qū)動到軌電壓？如果是這樣，恢復需要多長時間？這對電路的性能有影響嗎？

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因此，許多IC供應商都建議用戶使用真實的比較器而不是運算放大器。畢竟，比較器就是設計用作比較器。它具有指定的開關特性和輸出驅(qū)動，通常設置為用來驅(qū)動邏輯器件。有許多經(jīng)濟型器件可供選擇。